Устройство мягкого включения умзч. схема, описание

Перед конструкторами звукоусилительной аппаратуры почти всегда встает проблема защиты УМЗЧ и его блока питания от импульсных перегрузок в момент включения сетевого напряжения. На страницах журнала неоднократно публиковались описания подобных устройств. Однако одни из них защищают только сам УМЗЧ, оставляя без защиты блок питания, другие - обеспечивают не плавное, а ступенчатое нарастание напряжения сети. Этих недостатков нет у предлагаемого вниманию читателей устройства, реализующего "мягкое" включение УМЗЧ. В нем нет коммутирующего реле, что позволило повысить надежность узла защиты и уменьшить его габариты.

Принципиальная схема устройства "мягкого" включения питания УМЗЧ показана на рисунке. Транзистор VT1 через диодный мост VD1-VD4 включен последовательно с первичной обмоткой трансформатора Т1 блока питания. Выбор полевого транзистора МОП-структуры с изолированным затвором обусловлен высоким входным сопротивлением его управляющей цепи, что позволяет уменьшить потребляемую мощность.

Узел управления состоит из цепей, формирующих напряжение на затворе транзистора VT1, и электронного ключа на транзисторах VT2, VT3. Первая цепь образована элементами VD5, C1, R1 - R3, VD7, С4, устанавливающими начальное напряжение на затворе транзистора VT1. Во вторую - входят элементы VD8, R4, R5, С2, C3, обеспечивающие плавное нарастание напряжения на затворе транзистора VT1. Стабилитрон VD6 ограничивает напряжение на затворе транзистора VT1 и защищает его от пробоя.

В исходном состоянии конденсаторы цепей узла управления разряжены, поэтому в момент замыкания контактов выключателя сетевого питания SB1 напряжение на затворе транзистора VT1 относительно его истока равно нулю и ток цепи исток-сток отсутствует. Это означает, что ток в первичной обмотке трансформатора Т1 и падение напряжения на ней также равны нулю. С приходом первого положительного полупериода сетевого напряжения конденсатор С1 начинает заряжаться через цепь VD5, VD3 и в течение этого полупериода заряжается до амплитудного значения сетевого напряжения.

Стабилитрон VD7 стабилизирует напряжение на делителе R2R3. Напряжение на нижнем по схеме плече подстроечного резистора R3 определяет начальное напряжение затвор-исток транзистора VT1, которое устанавливается близким к пороговому значению 2...4 В. Через несколько периодов сетевого напряжения импульсы тока, протекающие через конденсатор С2, зарядят его до напряжения, превышающего напряжение отсечки транзистора VT3.

Электронный ключ на транзисторах VT2, VT3 закрывается, и конденсатор C3 начинает заряжаться через цепь VD8, R4, R5, R3, VD3. Напряжение затвор-исток транзистора VT1 определяется в это время суммой напряжения на нижнем плече резистора R3 и плавно возрастающего напряжения на конденсаторе C3. По мере роста этого напряжения транзистор VT1 открывается и сопротивление его канала исток-сток становится минимальным. Соответственно напряжение на первичной обмотке трансформатора Т1 плавно увеличивается почти до величины сетевого напряжения. Дальнейший рост напряжения затвор-исток транзистора VT1 ограничивается стабилитроном VD6. В установившемся режиме падение напряжения на диодах моста VD1-VD4 и транзисторе VT1 не превышает 2...3 Вт, так что на дальнейшую работу блока питания УМЗЧ это практически не влияет. Длительность наиболее тяжелого режима работы транзистора VT1 не превышает 2...4 с, поэтому рассеиваемая им мощность невелика. Конденсатор С4 устраняет пульсации напряжения на переходе затвор-исток транзистора VT1. создаваемые импульсами зарядного тока конденсатора C3 на нижнем плече резистора R3.

Электронный ключ на транзисторах VT2, VT3 быстро разряжает конденсатор C3 после выключения блока питания УМЗЧ или при кратковременных перебоях в сети питания и подготавливает узел управления к повторному включению.

В авторском варианте устройства защиты использован импортный конденсатор производства фирмы Gloria (С1), а также отечественные: К53-1 (С2, С4) и К52-1 (C3). Все постоянные резисторы - МЛТ, подстроечный резистор R3 - СП5-3. Транзистор КП707В (VT1) может быть заменен на другой, например. КП809Д. Важно, чтобы сопротивление его канала в открытом состоянии было минимальным, а предельное напряжение исток-сток составляло не менее 350 В. Вместо транзистора КТ3102Б (VT2) допустимо использовать КТ3102В и КТ3102Д, а вместо КП103И(VTЗ)-КП103Ж.

Транзистор VT1 снабжен небольшим теплоотводом площадью 10...50 см2.

Настройка устройства заключается в подборе оптимального положения движка подстроечного резистора R3. Первоначально его устанавливают в нижнее (по схеме) положение и через высокоомный делитель подключают к первичной обмотке трансформатора

Т1 осциллограф. Затем замыкают контакты выключателя SB1 и, перемещая движок резистора R3, наблюдают за процессом нарастания амплитуды напряжения на первичной обмотке трансформатора. Движок оставляют в таком положении, при котором временной интервал между включением SB1 и началом нарастания амплитуды напряжения на обмотке Т1 минимален. При необходимости следует подобрать емкость конденсатора C3.

Устройство испытывалось с макетом УМЗЧ, близким по структуре к усилителю, описанному в статье А. Орлова "УМЗЧ с однокаскадным усилением напряжения" (см. "Радио". 1997, № 12, с. 14 - 16). Выброс напряжения на выходе УМЗЧ при включении блока питания не превышал 1,5 В

Плавный пуск импульсного источника питания предохраняет силовые ключи от больших токов при запуске. Большие пусковые токи появляются при запуске вследствие заряда емкостей. Причем чем больше мощность источника питания, тем больше у него ёмкости.

Если последовательно источнику питания включить в цепь лампу напряжением 220В переменного тока, то при включении ИИП в сеть лампа вспыхнет и потухнет. Лампа вспыхивает из-за того, что в ИИП возникают большие токи при заряде электролитов, грубо говоря, эти токи стремятся к току короткого замыкания, а сопротивление уменьшается. После завершения переходных процессов, токи уменьшаются и лампа гаснет.

Если в ИИП возникнет короткое замыкание, то лампа будет постоянно гореть.

Суть не в лампе. Лампа наглядно дает возможность узреть токи, протекающие при зарядке электролитов, а также позволяет ограничить эти токи, рассеивая мощность в виде тепла.

Устройство плавного пуска ИИП похоже на лампу, только различие в том, что эта “лампа” включается в цепь на доли секунды, и рассеивает некоторую мощность во время переходного процесса, а после выключается из цепи.

Схема плавного пуска ИИП

Как вы видите по схеме, роль лампы выполняют два последовательно соединенных резистора R5 и R6. Мощность этих резисторов по 2 Вт. После завершения переходных процессов (доли секунды) срабатывает реле k1, шунтируя резисторы R5 и R6 своими контактами, после чего весь потребляемый ток ИИП протекает через контакты реле.

Для увеличения времени задержки необходимо повысить емкость конденсатора C3.

Реле необходимо использовать с катушкой, рассчитанной на напряжение 12В и ток 30-40мА (сопротивление катушки = 400 Ом), контактная группа должна быть рассчитана на ток в 10А.

Предохранитель F1 необязательно 3.15А, его вы подбираете в зависимости от мощности источника питания подключаемого к выходу устройства плавного пуска ИИП.

По транзистору VT1, у меня стоит BD139, можно использовать BD140, BD875,КТ972. Транзистор составной.

АРХИВ:

Изготовление хорошего источника питания для усилителя мощности (УНЧ) или другого электронного устройства - это очень ответственная задача. От того, каким будет источник питания зависит качество и стабильность работы всего устройства.

В этой публикации расскажу о изготовлении не сложного трансформаторного блока питания для моего самодельного усилителя мощности низкой частоты "Phoenix P-400".

Такой, не сложный блок питания можно использовать для питания различных схем усилителей мощности низкой частоты.

Предисловие

Для будущего блока питания (БП) к усилителю у меня уже был в наличии тороидальный сердечник с намотанной первичной обмоткой на ~220В, поэтому задача выбора "импульсный БП или на основе сетевого трансформатора" не стояла.

У импульсных источников питания небольшие габариты и вес, большая мощность на выходе и высокий КПД. Источник питания на основе сетевого трансформатора - имеет большой вес, прост в изготовлении и наладке, а также не приходится иметь дело с опасными напряжениями при наладке схемы, что особенно важно для таких начинающих как я.

Тороидальный трансформатор

Тороидальные трансформаторы, в сравнении с трансформаторами на броневых сердечниках из Ш-образных пластин, имеют несколько преимуществ:

меньший объем и вес;
более высокий КПД;
лучшее охлаждение для обмоток.

Первичная обмотка уже содержала примерно 800 витков проводом ПЭЛШО 0,8мм, она была залита парафином и заизолирована слоем тонкой ленты из фторопласта.

Измерив приблизительные размеры железа трансформатора можно выполнить расчет его габаритной мощности, таким образом можно прикинуть подходит ли сердечник для получения нужной мощности или нет.

Рис. 1. Размеры железного сердечника для тороидального трансформатора.

Габаритная мощность (Вт) = Площадь окна (см 2) * Площадь сечения (см 2)
Площадь окна = 3,14 * (d/2) 2
Площадь сечения = h * ((D-d)/2)

Для примера, выполним расчет трансформатора с размерами железа: D=14см, d=5см, h=5см.

Площадь окна = 3,14 * (5см/2) * (5см/2) = 19,625 см 2
Площадь сечения = 5см * ((14см-5см)/2) = 22,5 см 2
Габаритная мощность = 19,625 * 22,5 = 441 Вт.

Габаритная мощность используемого мною трансформатора оказалась явно меньшей чем я ожидал - где-то 250 Ватт.

Подбор напряжений для вторичных обмоток

Зная необходимое напряжение на выходе выпрямителя после электролитических конденсаторов, можно приблизительно рассчитать необходимое напряжение на выходе вторичной обмотки трансформатора.

Числовое значение постоянного напряжения после диодного моста и сглаживающих конденсаторов возрастет примерно в 1,3..1,4 раза, по сравнению с переменным напряжением, подаваемым на вход такого выпрямителя.

В моем случае, для питания УМЗЧ нужно двуполярное постоянное напряжение - по 35 Вольт на каждом плече. Соответственно, на каждой вторичной обмотке должно присутствовать переменное напряжение: 35 Вольт / 1,4 = ~25 Вольт.

По такому же принципу я выполнил приблизительный расчет значений напряжения для других вторичных обмоток трансформатора.

Расчет количества витков и намотка

Для питания остальных электронных блоков усилителя было решено намотать несколько отдельных вторичных обмоток. Для намотки катушек медным эмалированным проводом был изготовлен деревянный челнок. Также его можно изготовить из стеклотекстолита или пластмассы.

Рис. 2. Челнок для намотки тороидального трансформатора.

Намотка выполнялась медным эмалированным проводом, который был в наличии:

для 4х обмоток питания УМЗЧ - провод диаметром 1,5 мм;
для остальных обмоток - 0,6 мм.

Число витков для вторичных обмоток я подбирал экспериментальным способом, поскольку мне не было известно точное количество витков первичной обмотки.

Суть метода:

Выполняем намотку 20 витков любого провода;
Подключаем к сети ~220В первичную обмотку трансформатора и измеряем напряжение на намотанных 20-ти витках;
Делим нужное напряжение на полученное из 20-ти витков - узнаем сколько раз по 20 витков нужно для намотки.

Например: нам нужно 25В, а из 20-ти витков получилось 5В, 25В/5В=5 - нужно 5 раз намотать по 20 витков, то есть 100 витков.

Расчет длины необходимого провода был выполнен так: намотал 20 витков провода, сделал на нем метку маркером, отмотал и измерил его длину. Разделил нужное количество витков на 20, полученное значение умножил на длину 20-ти витков провода - получил приблизительно необходимую длину провода для намотки. Добавив 1-2 метра запаса к общей длине можно наматывать провод на челнок и смело отрезать.

Например: нужно 100 витков провода, длина 20-ти намотанных витков получилась 1,3 метра, узнаем сколько раз по 1,3 метра нужно намотать для получения 100 витков - 100/20=5, узнаем общую длину провода (5 кусков по 1,3м) - 1,3*5=6,5м. Добавляем для запаса 1,5м и получаем длину - 8м.

Для каждой последующей обмотки измерение стоит повторить, поскольку с каждой новой обмоткой необходимая на один виток длина провода будет увеличиваться.

Для намотки каждой пары обмоток по 25 Вольт на челнок были параллельно уложены сразу два провода (для 2х обмоток). После намотки, конец первой обмотки соединен с началом второй - получились две вторичные обмотки для двуполярного выпрямителя с соединением посередине.

После намотки каждой из пар вторичных обмоток для питания схем УМЗЧ, они были заизолированы тонкой фторопластовой лентой.

Таким образом были намотаны 6 вторичных обмоток: четыре для питания УМЗЧ и еще две для блоков питания остальной электроники.

Схема выпрямителей и стабилизаторов напряжения

Ниже приведена принципиальная схема блока питания для моего самодельного усилителя мощности.

Рис. 2. Принципиальная схема источника питания для самодельного усилителя мощности НЧ.

Для питания схем усилителей мощности НЧ используются два двуполярных выпрямителя - А1.1и А1.2. Остальные электронные блоки усилителя будут питаться от стабилизаторов напряжения А2.1 и А2.2.

Резисторы R1 и R2 нужны для разрядки электролитических конденсаторов, в момент когда линии питания отключены от схем усилителей мощности.

В моем УМЗЧ 4 канала усиления, их можно включать и выключать попарно с помощью выключателей, которые коммутируют линии питания платок УМЗЧ с помощью электромагнитных реле.

Резисторы R1 и R2 можно исключить из схемы если блок питания будет постоянно подключен к платам УМЗЧ, в таком случае электролитические емкости будут разряжаться через схему УМЗЧ.

Диоды КД213 рассчитаны на максимальный прямой ток 10А, в моем случае этого достаточно. Диодный мост D5 рассчитан на ток не менее 2-3А,собрал его из 4х диодов. С5 и С6 - емкости, каждая из которых состоит из двух конденсаторов по 10 000 мкФ на 63В.

Рис. 3. Принципиальные схемы стабилизаторов постоянного напряжения на микросхемах L7805, L7812, LM317.

Расшифровка названий на схеме:

STAB - стабилизатор напряжения без регулировки, ток не более 1А;
STAB+REG - стабилизатор напряжения с регулировкой, ток не более 1А;
STAB+POW - регулируемый стабилизатор напряжения, ток примерно 2-3А.

При использовании микросхем LM317, 7805 и 7812 выходное напряжение стабилизатора можно рассчитать по упрощенной формуле:

Uвых = Vxx * (1 + R2/R1)

Vxx для микросхем имеет следующие значения:

LM317 - 1,25;
7805 - 5;
7812 - 12.

Пример расчета для LM317: R1=240R, R2=1200R, Uвых = 1,25*(1+1200/240) = 7,5V.

Конструкция

Вот как планировалось использовать напряжения от блока питания:

+36В, -36В - усилители мощности на TDA7250
12В - электронные регуляторы громкости, стерео-процессоры, индикаторы выходной мощности , схемы термоконтроля, вентиляторы, подсветка;
5В - индикаторы температуры, микроконтроллер, панель цифрового управления.

Микросхемы и транзисторы стабилизаторов напряжения были закреплены на небольших радиаторах, которые я извлек из нерабочих компьютерных блоков питания. Корпуса крепились к радиаторам через изолирующие прокладки.

Печатная плата была изготовлена из двух частей, каждая из которых содержит двуполярный выпрямитель для схемы УМЗЧ и нужный набор стабилизаторов напряжения.

Рис. 4. Одна половинка платы источника питания.

Рис. 5. Другая половинка платы источника питания.

Рис. 6. Готовые компоненты блока питания для самодельного усилителя мощности.

Позже, при отладке я пришел к выводу что гораздо удобнее было бы изготовить стабилизаторы напряжений на отдельных платах. Тем не менее, вариант "все на одной плате" тоже не плох и по своему удобен.

Также выпрямитель для УМЗЧ (схема на рисунке 2) можно собрать навесным монтажом, а схемы стабилизаторов (рисунок 3) в нужном количестве - на отдельных печатных платах.

Соединение электронных компонентов выпрямителя показано на рисунке 7.

Рис. 7. Схема соединений для сборки двуполярного выпрямителя -36В+36В с использованием навесного монтажа.

Соединения нужно выполнять используя толстые изолированные медные проводники.

Диодный мост с конденсаторами на 1000pF можно разместить на радиаторе отдельно. Монтаж мощных диодов КД213 (таблетки) на один общий радиатор нужно выполнять через изоляционные термо-прокладки (терморезина или слюда), поскольку один из выводов диода имеет контакт с его металлической подкладкой!

Для схемы фильтрации (электролитические конденсаторы по 10000мкФ, резисторы и керамические конденсаторы 0,1-0,33мкФ) можно на скорую руку собрать небольшую панель - печатную плату (рисунок 8).

Рис. 8. Пример панели с прорезями из стеклотекстолита для монтажа сглаживающих фильтров выпрямителя.

Для изготовления такой панели понадобится прямоугольный кусочек стеклотекстолита. С помощью самодельного резака (рисунок 9), изготовленного из ножовочного полотна по металлу, прорезаем медную фольгу вдоль по всей длине, потом одну из получившихся частей разрезаем перпендикулярно пополам.

Рис. 9. Самодельный резак из ножовочного полотна, изготовленный на точильном станке.

После этого намечаем и сверлим отверстия для деталей и крепления, зачищаем тоненькой наждачной бумагой медную поверхность и лудим ее с помощью флюса и припоя. Впаиваем детали и подключаем к схеме.

Заключение

Вот такой, не сложный блок питания был изготовлен для будущего самодельного усилителя мощности звуковой частоты. Останется дополнить его схемой плавного включения (Soft start) и ждущего режима.

UPD : Юрий Глушнев прислал печатную плату для сборки двух стабилизаторов с напряжениями +22В и +12В. На ней собраны две схемы STAB+POW (рис. 3) на микросхемах LM317, 7812 и транзисторах TIP42.

Рис. 10. Печатная плата стабилизаторов напряжения на +22В и +12В.

Скачать - (63 КБ).

Еще одна печатная плата, разработанная под схему регулируемого стабилизатора напряжения STAB+REG на основе LM317:

Рис. 11. Печатная плата для регулируемого стабилизатора напряжения на основе микросхемы LM317.

СТАТЬЯ ПОДГОТОВЛЕНА НА ОСНОВЕ КНИГИ А. В. ГОЛОВКОВА и В. Б ЛЮБИЦКОГО "БЛОКИ ПИТАНИЯ ДЛЯ СИСТЕМНЫХ МОДУЛЕЙ ТИПА IBM PC-XT/AT" ИЗДАТЕЛЬСТВА «ЛАД и Н»

СХЕМА "МЕДЛЕННОГО ПУСКА"

При включении импульсного блока питания конденсаторы выходных фильтров еще не заряжены. Поэтому транзисторный преобразователь работает фактически на коротко замкнутую нагрузку. При этом мгновенная мощность на коллекторных переходах мощных транзисторов может превышать в несколько раз среднюю мощность, потребляемую от сети. Это происходит из-за того, что действие обратной связи при запуске приводит к превышению тока транзисторов по сравнению с допустимым. Поэтому необходимы меры обеспечения "плавного" ("мягкого" или "медленного") пуска преобразователя. В рассматриваемых ИБП это достигается путем плавного увеличения длительности включенного состояния мощных транзисторов вне зависимости от сигнала обратной связи, который "требует" от схемы управления максимально возможной длительности управляющего импульса сразу при включении ИБП. Т.е. коэффициент заполнения импульсного напряжения в момент включения принудительно делается очень малым и затем плавно увеличивается до необходимого. "Медленный пуск" позволяет управляющей микросхеме IC1 постепенно увеличивать длительность импульсов на выводах 8 и 11 до выхода БП в номинальный режим. Во всех ИБП на основе управляющей ИМС типа TL494CN схема "медленного пуска" реализуется при помощи RC-цепочки, подключенной к неинвертирующему входу компаратора "мертвой зоны" DA1 (вывод 4 микросхемы). Рассмотрим работу схемы пуска на примере ИБП LPS-02-150XT (рис.41). "Медленный пуск" осуществляется в данной схеме благодаря RC-цепочке С19, R20, подключенной к выводу 4 управляющей микросхемы IC1.
Прежде чем рассматривать работу схемы "мягкого пуска" необходимо ввести понятие об алгоритме запуска ИБП. Под алгоритмом запуска подразумевается последовательность появления напряжений в схеме ИБП. В соответствии с физикой работы первоначально всегда появляется выпрямленное напряжение сети Uep. Затем, как результат срабатывания схемы пуска, появляется напряжение питания управляющей микросхемы Upom. Результатом подачи питания на микросхему является появление выходного напряжения внутреннего стабилизированного источника опорного напряжения Uref. Лишь только после этого появляются выходные напряжения блока. Последовательность появления этих напряжений не может быть нарушена, т.е. Uref, например, не может появиться раньше, чем Upom и т.д.
Примечание Обращаем Ваше особое внимание на то, что процесс первоначального запуска ИБП и процесс "медленного пуска" - это разные процессы, протекающие последовательно во времени! При включении ИБП в сеть сначала происходит первоначальный запуск, а уже потом - "медленный пуск", облегчающий силовым транзисторам блока выход в номинальный режим.
Как уже отмечалось, конечной целью процесса "медленного пуска" является получение плавно нарастающих по ширине выходных управляющих импульсов на выводах 8 и 11. Ширина выходных импульсов определяется шириной импульсов на выходе логического элемента DD1 IC1 (см. рис.13). Протекание процесса плавного запуска ИБП во времени показано на рис. 47.
Пусть в момент времени t0 на управляющую микросхему IC1 подается напряжение питания Upom. В результате запускается генератор пилообразного напряжения DA6, и на выводе 14 появляется опорное напряжение Uref. Пилообразное выходное напряжение генератора поступает на инвертирующие входы компараторов DA1 и DA2. На инвертирующий вход ШИМ-компаратора DA2 подается выходное напряжение усилителя ошибки DA3. Так как выходные напряжения блока (в том числе и +5В) еще отсутствуют, то сигнал обратной связи, снимаемый с делителя R19, R20 и подаваемый на неинвертирующий вход усилителя ошибки, равен 0. На инвертирующий вход этого усилителя подается некое положительное напряжение, снимаемое с делителя SVR, R24, R22 в цепи шины опорного напряжения Uref, которое уже имеется. Поэтому выходное напряжение усилителя ошибки DA3 будет равно 0 в первоначальный момент, а по мере заряда выходных конденсаторов фильтров - будет нарастать. Выходное напряжение ШИМ-компаратора DA2 по этой причине будет представлять собой нарастающую по ширине последовательность импульсов. Этот процесс отображен на временных диаграммах 1 и 2 (рис.47).

Рисунок 47. Временные диаграммы, поясняющие процесс плавного (мягкого) запуска ИБП и иллюстрирующие работу управляющей HMCTL494 в пусковом режиме: U3,U4,U5 - напряжения на выводах ИМС 3, 4 и 5 соответственно.

Неинвертирующий вход компаратора "мертвой зоны" DA1, подключен к выводу 4 IC1. К этому выводу подключается внешняя RC-цепь С19, R20, которая запитывается с шины опорного напряжения Uref. Поэтому при появлении Uref все оно в первый момент выделяется на резисторе R20, т.к. конденсатор С19 полностью разряжен. По мере заряда С19 ток через него и резистор R20 уменьшается. Поэтому падение напряжения на R20, которое подается на вывод 4 1C 1, имеет форму спадающей экспоненты. В соответствии с этим выходное напряжение компаратора "мертвой зоны" DA1 будет представлять собой последовательность уменьшающихся по ширине импульсов. Этот процесс отображен на временных диаграммах 3 и 4 (рис,47). Таким образом процессы широтного изменения выходных напряжений компараторов DA1 и DA2 имеют взаимно противоположный характер.
Выходные напряжения компараторов являются входными для логического элемента DD1 (2-ИЛИ). Поэтому ширина импульса на выходе этого элемента определяется наиболее широким из входных импульсов.
Из временной диаграммы 5 (рис. 47), отображающей выходное напряжение DD1, видно, что вплоть до момента ti ширина выходных импульсов компаратора DA1 превышает ширину выходных импульсов ШИМ-компаратора DA2. Поэтому переключения этого компаратора не влияют на ширину выходного импульса DD1, а значит и выходного импульса IC1. Определяющим на интервале to-t-i является выходное напряжение компаратора DA1. Ширина выходных импульсов IC1 на этом интервале плавно нарастает, что видно из временных диаграмм 6 и 7 (рис. 47).
В момент ti выходной импульс компаратора DA1 сравнивается по ширине с выходным импульсом ШИМ-компаратора DA2. В этот момент происходит передача управления от компаратора DA1 к ШИМ-компаратору DA2, т.к. его выходные импульсы начинают превышать по ширине выходные импульсы компаратора DA1. За время t0-t, выходные конденсаторы фильтров успевают плавно зарядиться, и блок успевает выйти в номинальный режим.
Таким образом суть схемотехнического решения проблемы "мягкого" запуска заключается в том, что на время зарядки конденсаторов выходных фильтров ШИМ-компаратор DA2 подменяется компаратором DA1, работа которого не зависит от сигнала обратной связи, а определяется специальной формирующей RC-цепочкой C19.R20.
Из рассмотренного выше материала следует, что перед каждым включением ИБП конденсатор формирующей RC-цепи (в данном случае С19) должен быть полностью разряжен, иначе "мягкий" запуск будет невозможен, что может привести к выходу из строя силовых транзисторов преобразователя. Поэтому в каждой схеме ИБП предусмотрена специальная цепь для быстрого разряда конденсатора формирующей цепочки при выключении ИБП из сети или при срабатывании токовой защиты.

СХЕМА ВЫРАБОТКИ СИГНАЛА PG (POWER GOOD)

Сигнал PG, наряду с четырьмя выходными напряжениями питания системного блока, является стандартным выходным параметром ИБП.
Наличие этого сигнала является обязательным для любого блока, соответствующего стандарту IBM (а не только блоков, построенных на основе микросхемы TL494). Однако в компьютерах класса XT этот сигнал иногда не используется.
В ИБП встречается большое разнообразие вариантов схем выработки сигнала PG. Условно все разнообразие схем можно разделить на две группы: од нефункциональные и двухфункциональные.
Од нефункциональные схемы реализуют только функцию задержки появления разрешающего запуск процессора сигнала PG Н-уровня при включении ИБП.
Двухфункциональные схемы, кроме вышеуказанной функции, реализуют еще и функцию упреждающего перехода сигнала PG в неактивный низкий уровень, запрещающий работу процессора при выключении ИБП, а также в случаях возникновения различного рода аварийных ситуаций, прежде чем начнет уменьшаться питающее цифровую часть системного модуля напряжение +5В.
Большинство схем выработки сигнала PG являются двухфункциональными, но при этом они являются более сложными, чем схемы первого типа.

Рисунок 48. Функциональная схема ИМС LM339 (вид сверху).

Рисунок 49. Принципиальная электрическая схема одного компаратора ИМС LM339.

Рисунок 50. Схема образования сигнала PG в ИБП GT-200W

В качестве базового элемента при построении этих схем широко используется микросхема типа LM339N, представляющая из себя счетверенный компаратор напряжения (рис. 48).
Выходные транзисторы каждого компаратора, имеют открытый коллектор (рис. 49). Вывод 12 LM339N подключается к "корпусу", а на вывод 3 заводится однополярное (от +2В до +ЗОВ) питание.
Благодаря высокой чувствительности компа-раторных схем обеспечивается необходимое быстродействие.
Рассмотрим подробнее несколько характерных вариантов построения схем выработки сигнала PG.
Схема выработки сигнала PG, использованная в блоке GT-200W, показана на рис. 50.

При включении блока в сеть срабатывает схема пуска и на шине Uref появляется опорное напряжение +5,1В от внутреннего источника микросхемы TL494. Выходное напряжение +5В еще отсутствует. Поэтому делитель обратной связи R25, R24 еще не запитан (потенциал вывода 1 микросхемы равен 0В). Делитель же, дающий опорный уровень на выводе 2 микросхемы, уже запитан напряжением Uref. Поэтому выходное напряжение усилителя ошибки минимально (на выводе 3 потенциал около 0В), а запитанный по коллектору тем же напряжением Uref транзистор Q7 открыт и насыщен током базы, протекающим по цепи: Uref - R36 - э-6 Q7 - R31 - внутренние цепи TL494 - "корпус".
Потенциал неинвертирующего входа компаратора 1 микросхемы IC2 (LM339N) равен 0, и, т.к. на инвертирующем входе его присутствует положительный потенциал с резистора R42 делителя R35, R42 в цепи Uref, сам компаратор будет находиться в состоянии 0В на выходе (выходной транзистор компаратора открыт и насыщен). Поэтому сигнал PG имеет L-уровень и запрещает работу процессора.
Далее начинает появляться выходное напряжение +5В по мере зарядки выходных конденсаторов большой емкости. Поэтому выходное напряжение усилителя ошибки DA3 начинает возрастать, а транзистор Q7 закрывается. Вследствие этого начинает заражаться задерживающая емкость С16. Ток зарядки протекает по цепи: Uref -R36- С16- "корпус".
Как только напряжение на С16 и на неинвертирующем входе компаратора 1 (вывод 7 IC2) достигнет опорного уровня на инвертирующем входе его (вывод 6 IC2), выходной транзистор компаратора закроется. ПОС, которой охвачен компаратор 1 (резистор R34), обуславливает наличие гистерезиса на передаточной характеристике этого компаратора. Этим обеспечивается надежность срабатывания схемы PG и исключается возможность "опрокидывания" компаратора под воздействием случайной импульсной помехи (шума). На шине +5В к этому моменту появляется полное номинальное напряжение» а сигнал PG становится сигналом Н-уровня.
Из вышеизложенного видно, что датчиком состояния блока (включен/отключен) в данной схеме является выходное напряжение усилителя ошибки DA3, снимаемое с вывода 3 управляющей микросхемы IC1 (TL494), а схема является одно-функциональной.
Более сложная схема выработки сигнала PG реализована в ИБП APPIS (рис. 51).

Рисунок 51. Схема образования сигнала PG в ИБП "Appis".

В этой схеме задействованы три компаратора микросхемы IC2.
Функция задержки при включении питания реализуется следующим образом.
После включения ИБП в сеть и срабатывания схемы пуска появляется опорное напряжение Uref. Выходные напряжения блока еще отсутствуют. Поэтому микросхема IC2 и транзистор Q3 еще не запитаны. Транзистор Q4, с коллектора которого снимается сигнал PG, открыт, т.к. запи-тан его базовый делитель. Ток базы протекает по цепи: Uref- R34 - R35 -6-3Q4- "корпус".
Поэтому PG имеет L-уровень. Кроме того, с шины Uref происходит заряд конденсатора С21 по цепи: Uref- R29- С21 - "корпус".
С появлением выходных напряжений блока с шины +12В через фильтр развязки R38, С24 запи-тываются микросхема IC2 и транзистор Q3. С шины +5В запитывается по коллектору полным напряжением транзистор Q4. При этом происходят следующие процессы.
На инвертирующий вход контролирующего компаратора начиная с момента включения блока поступает несглаженное выпрямленное двухпо-лупериодной схемой D5, D6 напряжение со вторичной обмотки 3-4-5 специального трансформатора Т1. Это пульсирующее напряжение с амплитудой около 15В подается на инвертирующий вход компаратора 2 через звено амплитудного ограничения R24, ZD1 (стабилитрон на 11В) и резистивный делитель R25, R26. Так как амплитуда импульсов после ограничения и деления все же остается большей, чем уровень опорного напряжения на неинвертирующем входе компаратора 2, то каждым импульсом и почти на все время его действия компаратор 2 переводится в состояние 0В по выходу (выходной транзистор компаратора будет открыт). Поэтому за несколько импульсов конденсатор задержки С21 разряжается практически до 0В. Поэтому компаратор 1 переключается по выходу в состояние 0В, т.к. напряжение на неинвертирующем входе его определяется уровнем напряжения на конденсаторе С21. В результате транзистор Q3 запирается нулевым смещением. Запирание Q3 приводит к зарядке второго задерживающего конденсатора С23 по цепи: + 12В - R38 - R32 - R33 - С23 - "корпус".
Как только напряжение на коллекторе Q3, а следовательно, и на инвертирующем входе компаратора 3 достигнет порогового уровня на его инвертирующем входе (Uref=+5,1B), компаратор 3 переключится в состояние 0В на выходе (выходной транзистор компаратора открывается). Поэтому базовый для Q4 делитель R35, R36 окажется незапитанным, и Q4 запрется.
Так как на шине +5В уже присутствует полное напряжение, a Q4 заперт, то сигнал PG становится Н-уровия.
Функция упреждения при выключении питания реализуется следующим образом.
При выключении блока из сети сразу же перестает поступать выпрямленное напряжение со вторичной обмотки 3-4-5 TL и схемы выпрямления D5, D6. Поэтому компаратор 2 сразу переключается, его выходной транзистор закрывается. Далее начинает заряжаться от Uref через R29 емкость задержки С21. Этим предотвращается срабатывание схемы при случайных кратковременных провалах сетевого напряжения. Когда С21 зарядится до половины напряжения Uref, компаратор 1 переключится. Его выходной транзистор закроется. Тогда откроется транзистор Q3 током базы, протекающем по цепи: +726 - R38 - R31 -D21-6-9Q3- "корпус".
Емкость второй задержки С23 быстро разряжается через Q3 и ускоряющий диод D20 по цепи: (+)С23 - D20 - к-э Q3 - "корпус"- (-)С23.
Потенциал инвертирующего входа компаратора 3 станет быстро уменьшаться со скоростью разряда С23. Поэтому компаратор 3 переключится, выходной транзистор его закроется, и базовый делитель для Q4 оказывается запитан с шины Uref. Поэтому Q4 откроется до насыщения, а сигнал PG станет L-уровня, предупреждая цифровую часть системного блока о предстоящем исчезновении питающих напряжений.
Таким образом, в данной схеме датчиком состояния блока (включен/выключен) является наличие или отсутствие трансформированного сетевого напряжения (через трансформатор Т1), а схема является двухфункциональной.
В блоке питания KYP-150W применена схема выработки сигнала PG с применением двух компараторов микросхемы LM339N (рис. 52).

Рис. 52. Схема образования сигнала PG в ИБП KYP-150W (TUV ESSEN FAR EAST CORP.).

В данной схеме датчиком состояния блока является уровень вспомогательного напряжения питания Upom микросхемы TL494.
Схема работает следующим образом. При включении ИБП в сеть срабатывает схема пуска, в результате чего на шине Upon появляется напряжение, которым запитывается управляющая микросхема TL494. Как только Upom достигнет уровня порядка +7В, микросхема запускается и на выводе 14 ее появляется выходное напряжение внутреннего опорного источника Uref=+5B. Выходные напряжения блока еще отсутствуют. Микросхема IC2 (LM339N) запитывается напряжением Uref по выводу 3.
Когда Upom достигнет уровня около +12В, "пробивается" стабилитрон ZD1, и на резисторе R34 появляется падение напряжения, которое увеличивается с ростом Upom. Когда падение на R34 достигнет уровня опорного напряжения на резисторе R48 делителя R51, R48 в цепи Uref, компаратор 2 микросхемы IC2 установится в состояние Н-уровня по выходу (выходной транзистор его закроется). Поэтому окажется заперт диод D22. Начинается заряд задерживающей емкости С15 по цепи: Uref- R49- С15- "корпус"
Этот процесс вносит задержку "опрокидывания" компаратора 1 микросхемы IC2 и появления разрешающего сигнала PG Н-уровня. За это время успевает произойти процесс "мягкого" запуска, и выходные напряжения блока появляются в полном объеме, т.е. блок надежно выходит в номинальный режим. Как только напряжение на С15 достигнет опорного уровня на резисторе R48, "опрокинется" компаратор 1. Его выходной транзистор откроется, и поэтому транзистор Q7 окажется заперт нулевым смещением. Сигнал PG, снимаемый с коллекторной нагрузки Q7, станет Н-уровня, что позволит запуститься процессору системного модуля.
При выключении блока из сети первым начинает исчезать напряжение Upom, т.к. накопительные конденсаторы, поддерживающие напряжение на шине Uporn, имеют небольшую емкость. Как только падение напряжения на резисторе R34 станет ниже опорного уровня на резисторе R48, компаратор 2 микросхемы IC2 переключится. Выходной транзистор его откроется, и через него и диод D22 быстро разрядится емкость задержки С15. Разряд происходит почти мгновенно, т.к. в цепи протекания тока разряда отсутствует ограничительное сопротивление. Сразу вслед за этим переключится и компаратор 1 микросхемы IC2. ПОС через диод D21, охватывающая компаратор 1, обуславливает наличие гистерезиса на переходной характеристике компаратора. Выходной транзистор компаратора закроется и током базы, протекающим по цепи: Uref - R50 - 6-э Q7 - "корпус", откроется транзистор Q7. Сигнал PG станет L-уровня, предупреждая предстоящее исчезновение выходных напряжений блока. Таким образом, данная схема является двухфункциональной.
В ИБП GT-150W используется схема выработки сигнала PG, реализующая только функцию задержки при включении (рис. 53).

Рисунок 53. Схема образования сигнала PG в ИБП GT-150W

После включения ИВП и срабатывания схемы пуска на выходных шинах блока начинают появляться напряжения. Конденсатор С23 начинает заряжаться по цепи: шина +56 - С23 - R50 - 6-э Q7- "корпус".
Этим током открывается до насыщения транзистор Q7, с коллектора которого снимается сигнал PG. Поэтому сигнал PG будет L-уровня почти все время зарядки С23. Как только напряжение на шине +5В перестанет увеличиваться, достигнув номинального уровня, ток зарядки С23 перестает протекать. Поэтому Q7 закроется, и сигнал PG станет сигналом Н-уровня.
Диод D16 необходим для быстрой и надежной разрядки С23 после выключения ИБП.
Таким образом схемы образования сигнала PG можно классифицировать по физическому принципу, заложенному в основу их построения:
схемы, построенные на основе контроля выходного напряжения внутреннего усилителя ошибки по напряжению DA3 управляющей микросхемы или (что то же самое) контролирующие уровень сигнала обратной связи с шины выходного напряжения +5В;
схемы, построенные на основе контроля уровня и наличия переменного напряжения сети на входе блока;
схемы, построенные на основе контроля уровня вспомогательного напряжения питания управляющей микросхемы Upom.
схемы, построенные на основе контроля наличия импульсного переменного высокочастотного напряжения на вторичной стороне силового импульсного трансформатора.
Рассмотрим один из вариантов реализации схемы последнего типа, которая используется, например, в схеме ИБП HPR-200 (рис. 54). В основу построения этой схемы заложена идея контроля за наличием переменного импульсного напряжения на вторичной обмотке силового импульсного трансформатора Т1. Схема работает следующим образом.

Рисунок 54. Схема образования сигнала PG в ИБП HPR-200 (HIGH POWER ELECTRONIC Co., Ltd)

При включении ИБП в сеть сглаживающие конденсаторы шины выходного напряжения +5В С4, С5 большой емкости (2хЗЗООмкф) полностью разряжены. Разряжены также конденсаторы С1, С2, СЗ. Импульсное переменное напряжение, которое появляется на вторичной обмотке 3-5 силового импульсного трансформатора Т1, начинает заряжать конденсаторы С4, С5. К отводу 5 вторичной обмотки подключен однополупериодный выпрямитель D1. С1 - сглаживающая емкость фильтра. R1 (10 Ом) - токоограничивающий резистор. Конденсатор С1 малой емкости (150нф) заряжается до уровня около +10В практически сразу (первым импульсом).
Как только уровень потенциала шины +5В превысит минимально допустимый уровень питающего для микросхемы IC1 напряжения (+2В), микросхема начнет функционировать. Напряжение с конденсатора С1 подается на резистивный делитель R2, R3. Часть этого напряжения снимается с R3 и подается на неинвертирующий вход компаратора А (вывод 9 микросхемы IC1), а также на делитель R4, R6, С2. Поэтому параллельно с ростом потенциала шины +5В происходит заряд конденсатора C2 по цепи: (+)C1 - R2 - R4 - C2 -"корпус"-(-)C1.
К моменту, когда потенциал шины +5В достигает минимального уровня питания микросхемы IC1 (+2В), этот конденсатор окажется заряженным. Поэтому компараторы микросхемы устанавливаются в следующее состояние:
компаратор А - выходной транзистор закрыт, т.к. потенциал неинвертирующего входа выше потенциала на инвертирующем входе;
компаратор В - выходной транзистор открыт, т.к. потенциал неинвертирующего входа ниже потенциала на инвертирующем входе.
Такое распределение потенциалов обусловлено номиналами резисторов, подключенных ко входам компараторов.
Сигнал PG, снимаемый с коллекторной нагрузки R11 выходного транзистора компаратора В, равен 0В и запрещает запуск процессора. Тем временем идет процесс подзаряда накопительных конденсаторов С4, С5 и потенциал шины +5В растет. Поэтому протекает ток заряда конденсатора СЗ по цепи: шина +56 - R9 - R8 - СЗ - "корпус".
Напряжение на конденсаторе СЗ, а значит, и на неинвертирующем входе компаратора В, растет. Это возрастание происходит до тех пор, пока потенциал неинвертирующего входа компаратора В не начнет превышать потенциал его инвертирующего входа. Как только это произойдет, компаратор В переключится, выходной транзистор его закроется. Напряжение на шине +5В достигает к этому моменту номинального уровня. Поэтому сигнал PG становится сигналом высокого уровня и разрешает запуск процессора. Таким образом, емкость конденсатора СЗ обуславливает задержку при включении.
При выключении импульсного блока питания из сети исчезает переменное импульсное напряжение на вторичной обмотке 3-5 Т1. Поэтому конденсатор С1 малой емкости быстро разряжается, и напряжение на неинвертирующем входе компаратора А быстро уменьшается до 0В. Напряжение на инвертирующем входе этого компаратора падает намного медленнее за счет заряда на конденсаторе С2. Поэтому потенциал инвертирующего входа становится выше потенциала неинвертирующего входа, и компаратор А переключается. Выходной транзистор его открывается. Поэтому потенциал неинвертирующего входа компаратора В становится равен 0В. Потенциал инвертирующего входа компаратора В еще положителен за счет заряда на конденсаторе С2. Поэтому компаратор В переключается, выходной транзистор его открывается и сигнал PG становится сигналом низкого уровня, инициализируя сигнал системного сброса RESET, прежде чем уменьшится ниже допустимого уровня питающее логические микросхемы напряжение +5 В.
Компараторы А и В охвачены положительными обратными связями с помощью резисторов R7 и R10 соответственно, что ускоряет их переключение.
Прецизионный резистивный делитель R5, R6 задает опорный уровень напряжения на инвертирующих входах компараторов А и В в номинальном режиме работы.
Конденсатор С2 необходим для поддержания этого опорного уровня после выключения ИБП из сети.
В заключение этого раздела приведем еще один вариант реализации схемы образования сигнала PG (рис. 55).

Рисунок 55. Схема образования сигнала PG в ИБП SP-200W.

Схема является однофункциональной, т.е. реализует только задержку появления разрешающего сигнала PG при включении ИВП в сеть.
В этой схеме контролируемым сигналом является уровень напряжения на выходной шине канала +12В. В основу построения схемы заложена схема двухкаскадного УПТ на транзисторах Q10, Q11, охваченная положительной обратной связью с помощью резистора R55. Задержка опрокидывания этой схемы обусловлена наличием конденсатора С31 сравнительно большой емкости в базовой цепи транзистора Q10 УПТ. После включения ИБП в сеть, пока идет процесс выхода на режим, с выходной шины канала +12В протекает ток зарядки конденсатора С31 по цепи: шина +12В -R40-C31 - "корпус".
Напряжение на конденсаторе С31 плавно возрастает. Пока это напряжение не достигает порогового уровня опрокидывания схемы на транзисторах Q10, Q11, эта схема находится в состоянии, при котором транзистор Q10 закрыт, а транзистор Q11 открыт током базы, который протекает с выходной шины канала +5В под воздействием растущего напряжения на конденсаторах этой шины: шина +56 - R41 - 6-э Q11 - "корпус".
Поэтому сиигнал PG, снимаемый с коллектора Q11 равен 0В, и запрещает запуск процессора. Тем временем растущее напряжение на конденсаторе С31 прикладывается к базовому делителю R43, R44 транзистора Q10. К моменту достижения выходными напряжениями ИБП номинальных уровней напряжение на С31 достигнет уровня, достаточного для возникновения лавинообразного процесса взаимного изменения состояний транзисторов Q10, Q11 (благодаря наличию ПОС). В результате транзистор Q10 окажется открыт до насыщения, а транзистор Q11 закрыт. Поэтому сигнал PG станет сигналом высокого уровня и запуск процессора будет разрешен. Диод D20 служит для быстрой разрядки конденсатора С31 после выключения ИБП из сети. При этом С31 разряжается через диод D20 и разрядный резистор выходной шины канала +5В (на схеме не показан). Кроме того в процессе работы ИБП этот диод ограничивает уровень напряжения на конденсаторе С31. Уровень ограничения составляет около +5.8В.
Кроме вышеприведенных схем выработки сигнала PG могут применяться и другие принципы построения схем, и задействоваться разное число компараторов микросхемы LM339N - от одного до четырех.


ОСНОВНЫЕ ПАРАМЕТРЫ ИМПУЛЬСНЫХ БЛОКОВ ПИТАНИЯ ДЛЯ IBM		Рассматриваются основные параметры импульсных блоков питания, приведена цоколевка разъема, принцип работы от напряжения сети 110 и 220 вольт,

		Подробно расписана микросхема TL494, схема включения и варианты использования для управления силовыми ключами импульсных блоков питания.

УПРАВЛЕНИЕ СИЛОВЫМИ КЛЮЧАМИ ИМПУЛЬСНОГО БЛОКА ПИТАНИЯ ПРИ ПОМОЩИ TL494		Описаны основные способы управления базовыми цепями силовых транзисторов импульсных блоков питания, варианты построения выпрямителей вторичного питания.

СТАБИЛИЗАЦИЯ ВЫХОДНЫХ НАПРЯЖЕНИЙ ИМПУЛЬСНЫХ БЛОКОВ ПИТАНИЯ		Описаны варианты использования усилителей ошибки TL494 для стабилизации выходных напряжений, описан принцип работы дросселя групповой стабилизации.

СХЕМЫ ЗАЩИТЫ		Описаны несколько вариантов построения систем защиты импульсных болков питания от перегрузки

СХЕМА "МЕДЛЕННОГО ПУСКА"		Описаны принципы формирования мягкого старта и выработки напряжения POWER GOOD

ПРИМЕР ПОСТРОЕНИЯ ОДНОГО ИЗ ИМПУЛЬСНЫХ БЛОКОВ ПИТАНИЯ		Полное описание принципиальной схемы и ее работы импульсного блока питания

Эти две схемы устройства мощности с тороидальным трансформатором. Обычно стартовый (пусковой) ток очень высок в течение непродолжительного периода пока заряжаются сглаживающие конденсаторы. Это своеобразный стресс для конденсаторов, диодов выпрямителя и самого трансформатора. Также в такой момент может перегореть и предохранитель.

Схема плавного пуска предназначена для того чтобы ограничить пусковой ток до приемлемого уровня. Это достигается путем подключения трансформатора к питающей сети через резистор, который подключается на короткое время с помощью реле.

Схемы объединяют в себе плавный пуск и кнопочное управление, таким образом, получается готовый модуль, который можно использовать в усилителях мощности или совместно с иными электроприборами.

Описание схем плавного пуска

Первая схема построена на микросхемах КМОП-логики (4027), а вторая на интегральной микросхеме NE556, которая представляет собой 2 объединенных в одном корпусе.

Что касается первой схемы, то она использует JK-триггер подключенный как T-триггера.

Т-триггер — это счетный триггер. Т-триггер имеет один счетный (тактирующий) вход и один синхронизирующий.

При нажатии кнопки J2 состояние триггера изменяется. При переходе от выключенного состояния во включенное состояние сигнал передается через резистор и конденсатор на вторую часть схемы. Там второй JK-триггер подключен необычным способом: на вывод сброса подан высокий уровень, а вывод SET используется в качестве входа.

В таблице истинности можно обнаружить, что когда на вывод сброса подан высокий уровень, все другие входы игнорируются, за исключением вывода SET. Когда на выводе SET высокий уровень на выходе так же высокий и на оборот.

Резистор R6 и конденсатор С6 используются для задержки сигнала в момент включения. При тех значениях, которые указаны на схеме, задержка составляет 1 секунду. При необходимости меня параметры R6 и С6 можно изменить время задержки. Диод VD2 шунтирует резистор R6, вследствие чего при выключении реле отключается без задержек.

Вторая схема использует сдвоенный таймер NE556. Первый таймер используется как кнопочный выключатель, а второй как выключатель, связанный с задержкой созданной элементами R5, VD2 и C6.

Резисторы R8 — R10 имеют сопротивление 150 Ом и мощность 10Вт. Они соединены параллельно в результате получается резистор на 50 Ом и мощностью 30 Вт. На печатной плате два из них располагаются рядом, а третий находится в середине поверх них. Мощность трансформатора Tр1 около 5 Вт с напряжением во вторичной обмотке 12-15 В. Разъем J1 используется, если понадобится питание 12 вольт для других внешних устройств.

Реле K1 и K2 на 12В контактные группы которых должны быть рассчитаны на коммутацию 220 В / 16A. Номинал предохранителя F1 должен выбираться в соответствии с устройством, которое будет подключено к модулю плавного пуска.

Обе схемы были протестированы на макетной плате и обе работали, но вторая схема подвержена помехам — если провод, идущий к кнопке, достаточно длинный, что в свою очередь приводит к ложному переключению.

Большинство резисторов, конденсаторов и диодов — SMD. В последнее время я использую все больше и больше SMD элементов в конструкциях, потому что нет необходимости сверлить отверстия. Если вы решите использовать любую из этих двух печатных плат, проверьте их тщательно, потому что они не проверялись.

(unknown, скачано: 1 192)